移動(dòng)通信2 調(diào)制技術(shù)

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1、1第二章第二章 調(diào)制解調(diào)調(diào)制解調(diào)2.1 概述1、無(wú)線通信系統(tǒng)框圖：信信源源電電信信號(hào)號(hào)調(diào)調(diào)制制接接收收機(jī)機(jī)解解調(diào)調(diào)發(fā)發(fā)射射機(jī)機(jī)電電信信號(hào)號(hào)信信宿宿無(wú)線信道噪聲和干擾消息模擬或數(shù)字信號(hào)2調(diào)制調(diào)制：把要傳輸?shù)男盘?hào)變換成適合信道傳輸?shù)男?號(hào)的過程。調(diào)制信號(hào)調(diào)制信號(hào)：調(diào)制器的輸入信號(hào)（調(diào)制前）。已調(diào)信號(hào)已調(diào)信號(hào)：調(diào)制器的輸出信號(hào)（調(diào)制后）。 （調(diào)幅、調(diào)頻和調(diào)相信號(hào)）模擬調(diào)制數(shù)字調(diào)制按調(diào)制信號(hào)形式劃分調(diào)幅(AM)：載波振幅調(diào)頻(FM)：載波頻率調(diào)相(PM)：載波相位隨調(diào)制信號(hào)變化的調(diào)制方式3456、 模擬移動(dòng)通信的調(diào)制解調(diào)調(diào)頻信號(hào)( )cos()(21)ccu tUt( )cos( )(22)ccu t

2、Utt6( )mut0( ) ( )(23) ( )( ) (24)fmtfmdtk utdttk ud或7( )cos (26)mmutUt0( )cos( )(2 5)tFMccfmutUtkud( )cossin(27)(28)FMccffmmfutUtmtk Um8)102()!( !) 2() 1()() 92()2sin()()2sin()()sin()()sin()(sin)()(0222110jkjfjfkcfcfcfcfcfcFMjkjmmJtmJtmJtmJtmJtmJUtu91021)2() (2 11)fmmmBmFfF（21) (2 12)ffmBmmF（11積分器積

3、分器調(diào)相器調(diào)相器um(t)uFM(t)f0間接調(diào)頻um(t)電壓振蕩器電壓振蕩器VCCuFM(t)直接調(diào)頻 uFM(t)調(diào)頻器調(diào)頻器微分器微分器um(t)f0間接調(diào)相（4）FM信號(hào)的調(diào)制框圖12uFM(t)前置放大器前置放大器B=2(mf+1)Fm限幅器限幅器鑒頻器鑒頻器低通低通濾波器濾波器噪聲n(t)解調(diào)器r(t)( )( )( )cos( )( )cos()( )sin()cos( )( )cos( )( )cos( )(213)FMccIcQcccccr tutn tUttnttnttUttV tttUtt 2220( )IQE n tE ntE ntN B13)142()()(cos)

4、()()(sin)(arctan)()(tttVUtttVtttcc( )( )( )sin ( )( )( )( )(215ccccV ttttttUtty tU）14)162()(1)()(1)()()(dttdyUtukdttdyUdttddttdtucmfccout)172(21)(2222mfmfoutUktukS)(2tum15)182(321230022ccoutUNdNUN)192(2/232/2/02223022mcfccfoutoutFNUmUNUkNS162200201/ 222(1)/ 21(220)2(1)cincinfmcfmUSUNN BNmFUmN F)212(

5、) 1(323/22ffmfininoutoutmmFBmNSNSG17( )sin ( )( )( )( )arctan( )cos ( )( ) ( )( )( )( )(222)ccccV ttttttUV ttttttttt門限dBNSoutoutFMAM同步檢波dBNSinin門限效應(yīng)門限效應(yīng)：當(dāng)輸入信噪比當(dāng)輸入信噪比小于某一門限值時(shí)，有用小于某一門限值時(shí)，有用信號(hào)被噪聲淹沒，檢不出信號(hào)被噪聲淹沒，檢不出調(diào)制信號(hào)調(diào)制信號(hào)182.2 數(shù)字移動(dòng)通信系統(tǒng)調(diào)制解調(diào)1122cos()1( )cos()1(223)nntas tta 19若an用數(shù)字信號(hào)u(t)表示，則二進(jìn)制FSK（2FSK)波

6、形為 1 0 0 1 0 1 u(t)S(t)=cos(1t+ 1)S(t)=cos(2t+2)20 令g(t)為寬度Ts的矩形脈沖，11101011nnnnnnaabaab1122( )()cos() ()cos() (2 24)nsnss tb g tnTtb g tnTt則s(t)可表示為21 令g(t)的頻譜為G()，P(a=+1)=P(a=-1)=1/2，則S(t)的功率譜表達(dá)式為)252()()(| )0(|161| )(| )(|161)()(| )0(|161| )(| )(|161)(222222211222121ffffGfffGffGfffffGfffGffGffPsss

7、ss（2）FSK數(shù)字調(diào)制信號(hào)的功率譜數(shù)字調(diào)制信號(hào)的功率譜220 1-s 1 0 2 2+s 2-1Ps()0=(1+2)/2s=1/Ts23（3）FSK信號(hào)的解調(diào)帶通濾波器帶通濾波器帶通濾波器帶通濾波器包絡(luò)檢波器包絡(luò)檢波器包絡(luò)檢波器包絡(luò)檢波器比較判決比較判決輸入輸出1224輸入包絡(luò)檢波器包絡(luò)檢波器ssTttTTth0)(cos2)(1ssTttTTth0)(cos2)(2匹配慮波器匹配慮波器判決電路輸出X1(t)X2(t)25輸入帶通濾波器低通濾波器相乘器比較判決帶通濾波器相乘器低通濾波器輸出cos(1t+1)cos(2t+2)12定時(shí)脈沖y1(t)y2(t)X1(t)X2(t)26)sin(

8、)()cos()(:)sin()()cos()(:22222221111111ttnttnttnttnscsc支路支路)272()sin()()cos()()()sin()()cos()()cos()(2222222111111111ttnttntyttnttntatyscsc)sin()()cos()()cos()()282()sin()()cos()()(2222222221111111ttnttntatyttnttntyscsc271111111112222222( )1( )1 cos2()1 cos2()( )sin2()222( )1( )1 cos2()( )sin2()22cs

9、csntay tttnttnty ttntt1111111222222222( )1( )1 cos2()( )sin2()22( )1( )1 cos2()1 cos2()( )sin2()222cscsn ty ttn ttntay tttntt相乘器輸出發(fā)+1時(shí)：發(fā)-1時(shí)：28)292()()()()(2211Atntxtnatxcc)292()()()()(2211Btnatxtntxcc29220() /211222(231)zz aezPedzerfcP(+1)=P(-1), 發(fā)+1時(shí)：)302() 0()()(212121ccccennaPnnaPxxPP誤比特率誤比特率：設(shè)在取

10、樣時(shí)刻，x1(t)、x2(t) 、nc1(t)、nc2(t)對(duì)應(yīng)的樣點(diǎn)分別為x1、x2、nc1、nc212cczann令30222/na)322(2)(2xzdzexerfc312.2.2 最小移頻鍵控（最小移頻鍵控（MSK）MSK是一種特殊形式的是一種特殊形式的FSK，頻率頻率1和和2相互正交相互正交（相關(guān)函數(shù)等于（相關(guān)函數(shù)等于0）且）且其頻差其頻差最?。鹤钚。?=2-1=1/2Tb ，并并要求要求FSK信號(hào)的相位連續(xù)，因此調(diào)頻指數(shù)為信號(hào)的相位連續(xù)，因此調(diào)頻指數(shù)為)332(5 . 0/1bTfh32（1）MSK的特點(diǎn)33MSK的信號(hào)表達(dá)式為xk 是為了保證t=kTb時(shí)相位連續(xù)而加入的相位常量

11、。令)342(2cos)(kkbcxtaTttS(1)(235)2kckbbkkkbtkTtkTa txT （2）MSK已調(diào)信號(hào)的形式341()(2 36)kbkbkTkT)372 (2)(11kaaxxkkkk35-1 -1 +1 1 +1 +1 +1 1 +1 akk(t) 3/2 /2 0 -/2 -3/2 -2-5 /2 -3 Tb 2Tb 3Tb 4Tb 5Tb 6Tb 7Tb 8Tb 9Tb 0 -2 -3 -3 -3 -4 -4xk2kkkba txT36(t) 3/2 /2 0 -/2 -3/2 -2-5 /2 -3 Tb 2Tb 3Tb 4Tb 5Tb 6Tb 7Tb 8Tb

12、 9Tb37MSK信號(hào)表達(dá)式可以正交展開為( )cos(238)2coscossinsin22sin0,( )coscos2coscoscoscossinsin221,cos()cos,ckkbkckkckbbkkckbkkckkcbbkS tta txTxta txta tTTxS txta tTxa ttxa ttTTa 則sin()sin,( )coscoscoscossinsin22kckkcbbS txttaxttTT 則（3）MSK信號(hào)的調(diào)制382)(sinsin2)(coscos2)(coscos111111kaaxkaaxkaaxxkkkkkkkkkk111111sin ()0

13、 (0, 2)21cos ()121kkkkkkkkkkkkkaaaaaakaaaakaak 且 為奇數(shù)且 為偶數(shù)11() (237)2kkkkkxxaa39221212122coscos(239)coscos( )coscoscoscossinsin22llllllkckkcbbxxaxaxS txttaxttTT4011() (2 37)2kkkkkxxaa串/并Tbcoscos2sin sin2cbcbttTttTdkak差分編碼+-I支路Q支路yMSK(t)cosxkakcosxk( )coscoscoscossinsin22kckkcbbS txttaxttTT221212122co

14、scos(239)coscosllllllxxaxax41 -1 +1 +1 -1 -1 -1 -1 + +1 +1 +1 -1 +1 -1 -1 -1 +10 0 -2 -3 -3 -3 4 -4-4 -4 7 7 7 -7 -7 9 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 -1 -1 +1 -1 +1 +1 +1 -1 + 1 +1 +1 -1 -1 -1 +1 +1 -1 +1 +1 +1 -1 -1 -1 -1 +1 +1 +1 +1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 +1 +1 -1 -1 -1 -1 +1 +1 +1 +1 +

15、1 +1 -1 -1 +1 Tb 2 Tb 3Tb 4 Tb 5Tb 6Tb7Tb 8Tb 9Tb10Tb 11Tb12Tb13Tb14Tb15Tb 16Tb Tb 2 Tb 3Tb 4 Tb 5Tb 6Tb7Tb 8Tb 9Tb10Tb 11Tb12Tb13Tb14Tb15Tb 16Tb k dk ak xk cosxk akcosxkCosxkcos( t/2Tb)akCosxksin( t/2Tb)11() (237)2kkkkkxxaa ak=dkdk-1 42（4）MSK信號(hào)的單邊功率譜表達(dá)式為)402()(2cos)(161 8)(2222bcbcbMSKTffTffTfP 0-1

16、0-20-30-40-50-60 0.75 1.0 20 3.0 4.0 (-c) Tb MSKQPSK4344（5）MSK信號(hào)的相干解調(diào)( )cos2ckkbS tta txT差分譯碼+-BPF)cos(2cos(2)(ttTtxcb）LPFLPF取樣判決取樣判決并/串S(t)Tb鎖相環(huán)12c+1/2Tb鎖相環(huán)22c-1/2Tb2 2 平方器)sin(2sin(2)(ttTtycb）dkakdk-1P支路T支路+x(t)y(t)S1(t)S2(t)I支路Q支路I(t)Q(t)相干載波提取2111( )cos 222222ckbS tftxT45kbckkkbckkbckkbckkbcxtTf

17、tSaxtaTfxtaTtxtaTtxtaTttS22122cos2121)(, 122122cos2121222cos212122cos21212cos)(222則461( )cos221 2cbS tfTt2( )cos221 2cbS tfTt47tTttTftSbcbc2cos22cos)(12( )cos 2cos22ccbbS tftttTT48tTtTttTttStStycbbcbcsin2sin22cos2cos)()()(21ttTtTttTttStStxcbbcbccos2cos22cos2cos)()()(2149( )( ) ( )cos2coscos22coscosc

18、os222cos 2coscoscos222ckkcbbckkcckkcbbbckkkkbbbI xs t x tta txttTTta txtta txttTTTta txta txTTT2btTtTxtaTtTxtaTtttTxtaTttytsxQbkkbbkkbccbkkbc2sin2sin2sin22sinsin2sin22cos)()()(50taTxtTtaTxtTtaTxtTxtaTxIkbkbkbkbkbkbkkb2coscos2cos2sinsin2cos2coscos2cos2cos)(2taTxatTxtaTtTtaTxtTxtaTxQkbkkbkkbbkbkbkkb2s

19、incos2sinsin2cos2sin2sincos2sin2sin)(251（6）MSK信號(hào)的誤比特率信號(hào)的誤比特率)422()(21erfcPs522.2.3 高斯濾波的最小移頻鍵控(GMSK)0預(yù)調(diào)制濾波器FM調(diào)制53)442(2ln2),exp()(222bBtthdQTtBQTtBQtgtbbbb)2/exp(21)452(22ln222ln2)(254g(t)1.00.80.60.40.2BbTb= 0.70.40.3-2Tb Tb 0 Tb 2Tb 55( ) cos22 (2 47)tbcnbbTS tta gnTdT56(t) 3/2 /2 0 -/2 -3/2 -2-5

20、/2 -3 Tb 2Tb 3Tb 4Tb 5Tb 6Tb 7Tb 8Tb 9TbMSKGMSK5758 (3) GMSK信號(hào)的波形存儲(chǔ)正交調(diào)制法)482(sin)(sincos)(cos)(cos()(ccctttttS)472() 1()()(22)(bbbtbbnbTktkTtkTTnTgaTt59g(t)an(2N+1)Tb60地址產(chǎn)生cos(t)表象限計(jì)數(shù)器sin(t)D/AD/ALPFLPF cos( ct) sin( ct)數(shù)據(jù)輸入cos(t)sin (t)y(t)S(t)61（4）頻譜特性）頻譜特性對(duì)GMSK信號(hào)功率譜的分析是比較復(fù)雜的，圖2-15是計(jì)算機(jī)仿真得到xb =0.5、

21、1和xb =（MSK）的功率譜。/bbbb bxBRB T設(shè)要傳輸?shù)拇a元長(zhǎng)度 為 Tb, 速 率 為 Rb=1/Tb，以Rb為參考，對(duì)f歸一化: x= f/ Rb = fTb，則H(f)歸一化3dB帶寬為：626364（I）一比特延遲差分）一比特延遲差分)502()(cos)()(1tttRtScFGMSKak中頻中頻濾波器濾波器延遲延遲Tb 相移相移2LPF取樣判決取樣判決S1F(t)65( )cos( )()sin()()1( ) ()sin( )()()2sin( )()()1( ) ()sin(2)( )()2 sin(), ()( )cbcbbbccbbccbbbcbbcbbbR t

22、ttR tTtTtTR t R tTtttTtTtttTtTR t R tTtTttTTTTt()btT)()(sin)(bbcbTtTtTtR662cbTk)512()(sin)()(21)(bbcbTTTtRtRtY)522()(sin)()(21)(bbTTtRtRtY R tbR tTbT67令判決門限為零，則判決規(guī)則為令判決門限為零，則判決規(guī)則為 0+10-1Y tY t，判為“”，判為“ ” sin0+1sin0-1bbtTtT增大時(shí)，為正，判為“”減小時(shí)，為副，判為“ ”即即 t t68中頻濾波器延遲2TbLPF取樣判決GMSKakS1F(t)532()2(2cos)2()()2

23、2()cos2()(21)2()2(cos)2()(cos)(bbcbbcbbbcbcTTTttTtTtRtRTtTtTtRtttR（II）二比特延遲差分）二比特延遲差分691( )( ) (2 )cos2(2 ) (2 54)2(2 )( )(2 )( )()()(2 )bc bbbbbbbY tR t R tTTTTttTtt Tt TtT70當(dāng)當(dāng) (k為整數(shù)為整數(shù))時(shí)時(shí)2cbTk)552()2()(sin)()(sin)2()(cos)()()cos2()(21)(bbbbbbbTtTtTttTtTtTttTtRtRtY +1-1Y tY t，判為“ ”，判為“ ”71)2()(sin)

24、()(sinbbbTtTtTtt72高斯濾波FM(h=0.5)延遲Tbakck732.3 數(shù)字相位調(diào)制數(shù)字相位調(diào)制2.3.1 移相鍵控調(diào)制移相鍵控調(diào)制(PSK)cos()1( )(1)(2 57)cos()1cnbbcnAtaS tnTtnTAta 1、BPSK（1）BPSK的信號(hào)形式為的信號(hào)形式為74 設(shè)二進(jìn)制的基帶信號(hào)b(t)的波形為雙極性NRZ碼,BPSK信號(hào)的波形如圖所示。 75PSK的另一種信號(hào)形式的另一種信號(hào)形式)592(| )(| )(|41)(22ccsffGffGfP( )cos()cos12 (1)(258)nccnbbS ta AtAtanTtnT （2）BPSK信號(hào)的功

25、率譜為信號(hào)的功率譜為76 BPSK信號(hào)是一種線性調(diào)制，當(dāng)基帶波形為NRZ碼時(shí)，其功率譜如圖所示。 77（3）BPSK信號(hào)的調(diào)制信號(hào)的調(diào)制環(huán)形調(diào)制器載波cos(ct)調(diào)制信號(hào)anBPSK直接調(diào)相法直接調(diào)相法780振蕩器倒相器門電路(1)門電路（2）倒相器+基帶信號(hào)BPSK信號(hào)輸出79（4）BPSK信號(hào)的解調(diào)信號(hào)的解調(diào)1 cos 22nca At輸出an輸入帶通帶通濾波器濾波器低通低通濾波器濾波器抽樣抽樣判決器判決器抽樣時(shí)鐘cosnca At 1+11-1Y tY t，判為“ ”，判為“ ”cosct 2ny ta A80抽樣時(shí)鐘輸入121( )cos()cos()cos(2)cos()2ncnc

26、bnnccbcbx td At dAtTd dAtTT帶通帶通濾波器濾波器延遲器延遲器Tb 低通低通濾波器濾波器抽樣抽樣判決器判決器輸出akdnAcosctS(t-Tb)x(t)y(t)1kkkdad81 0+10-1Y tY t，判為“ ”，判為“ ”21( )cos()2nncbd dAy tT輸入噪聲為窄帶高斯噪聲，P(+1)=P(-1)下）（60-22)(2122neaerfcPa為接收信號(hào)的幅值。82)612(21ePe）（31-22)2(2122neaerfcP 在相同誤比特率時(shí)，PSK所需要的信噪比要比FSK小3dB，PSK的性能優(yōu)于FSK83 四相相移鍵控調(diào)制是二相的推廣，用四

27、個(gè)相位的正弦振蕩表示不同的數(shù)字信息。84串并變換串并變換cos(ct)sin(ct)+-anS(t)TbI支路Q支路OQPSK調(diào)制原理圖調(diào)制原理圖85)622(1143cos1143cos114cos114cos)(1111nncnncnncnncaatAaatAaatAaatAtSQPSK信號(hào)可以表示為： ( )cos 1,2,3,4(1)QPSKckssstAtkkTtkT 其中A為信號(hào)的幅度， c為載波頻率。 4, 34k 86QI+1+1-10QI+1+1-10QPSKOQPSK-1-1在QPSK的碼元速率與BPSK的比特速率相等時(shí)，QPSK信號(hào)可以看成是兩個(gè)BPSK信號(hào)之和，因而它具

28、有BPSK信號(hào)的頻譜特征和誤比特率。87取樣判決取樣判決積分積分并并/ /串串取樣判決取樣判決積分積分/2載波恢復(fù)載波恢復(fù)QQPSK二進(jìn)制二進(jìn)制信號(hào)信號(hào)I定時(shí)定時(shí)88 由于OQPSK在Q支路上加入了一個(gè)比特的時(shí)延，使得兩個(gè)支路的數(shù)據(jù)不會(huì)同時(shí)發(fā)生變化，因而OQPSK不可能像QPSK那樣產(chǎn)生的相位跳變，僅產(chǎn)生/2的相位跳變，因此OQPSK的頻譜旁瓣要低于QPSK信號(hào)的旁瓣；OQPSK信號(hào)對(duì)鄰道的輻射要小，抗干擾能力強(qiáng)；但OQPSK傳輸速率低。892.3.3 /4-DQPSK調(diào)制調(diào)制最大相位跳變從降為3/4,改善了頻譜特性可采用相干和非相干解調(diào)(QPSK只能采用相干解調(diào)）/4-DQPSK 信號(hào)串串/

29、并并變換變換差分差分相位相位編碼編碼LPFLPF放大cos(ct)sin(ct)+-UkVkSISq輸入數(shù)據(jù)(I) 90輸出信號(hào)/4-DQPSK串串/并并轉(zhuǎn)換轉(zhuǎn)換編碼編碼電路電路延遲電路延遲電路（Tb)相位選擇器相位選擇器8選選1電路電路8相載波相載波發(fā)生器發(fā)生器BPF0 /4 7 /4SISQ Ak BkCk地址碼發(fā)生器地址碼發(fā)生器(II) 數(shù)字式選擇相位法數(shù)字式選擇相位法 /4-DQPSK調(diào)制調(diào)制平方根升余平方根升余弦?guī)V波弦?guī)V波91k：當(dāng)前碼元附加相位。k-1：前一碼元附加相位。k：當(dāng)前碼元相位跳變量。 k = k-1+ k （2-65）)642(sinsincoscos)632(

30、)cos()(kckckcttttS92 Uk= cos k = cos (k-1+ k) = cos k-1cos k -sin k-1sin k (2-66) Vk= sin k = sin (k-1+ k) = sin k-1cos k +cos k-1sin k (2-67)其中Uk-1 =cos k-1， Vk-1 =sin k-1，則 Uk= Uk-1 cos k - Vk-1 sin k Vk= Vk-1 cos k - Uk-1 sin k (2-68)93 /4-DQPSK相位跳變規(guī)則相位跳變規(guī)則 相位差分編碼就是輸入的雙比特SI和SQ的4個(gè)狀態(tài)用 4個(gè)k值來(lái)表示。其相位邏輯

31、如表2.2所示。所傳輸?shù)男畔趦蓚€(gè)相鄰的載波相位差之中。 94/4-DQPSK的相位跳變 可能的取值有四個(gè)總是在這兩個(gè)星座圖之間交替進(jìn)行，跳變的路徑如圖2-27的虛線所示。 由兩個(gè)彼此偏移 /4的QPSK星座圖構(gòu)成,相位的跳變4 34，Uk和Vk可能的取值有五個(gè)0,12,1 /4-DQPSK相位跳變關(guān)系圖相位跳變關(guān)系圖95u為使已調(diào)信號(hào)功率譜更加平坦，要求調(diào)制器中的LPF具有相位線性特性、平方根升余弦頻率響應(yīng)，即 為滾降因子。設(shè)該濾波器的矩形脈沖響應(yīng)函數(shù)為g(t)，則/4-DQPSK信號(hào)為線性調(diào)制)692(21021212) 12(sin1212101| )(|sssssTfTfTfTTf

32、fG)702(sinsin)(coscos)()(tkTtgtkTtgtSckksckks96u升余弦滾降傳輸特性 H()=H0()+H1( ) H()是對(duì)截止頻率b 的理想低通H0()按H1()的滾降特性進(jìn)行“圓滑”得到的， H1() 對(duì)于b 具有對(duì)稱的幅度特性，其上、下截止角頻率分別為b + 1 、 b - 1 。升余弦滾降傳輸特性H1( )采用余弦函數(shù)，則111111|,|01|2cos12)(bbbbbbbTTH97相干檢測(cè)差分檢測(cè)鑒頻檢測(cè)984 QPSK 的中頻差分解調(diào)的中頻差分解調(diào)抽樣得到111cos()cos22kkkkX111sin()sin22kkkkY99根據(jù)相位差分編碼表

33、，可作如下判決： 01010101IkIkQkQkXSXSYSYS 當(dāng)時(shí)，判當(dāng)時(shí)，判當(dāng)時(shí)，判當(dāng)時(shí)，判 判決規(guī)則判決規(guī)則100 正交移幅鍵控是BPSK、QPSK的進(jìn)一步推廣，通過相位和振幅的聯(lián)合控制，可以得到更高的頻譜效率。 MQAM的一般表達(dá)式為： 2.4 正交移幅鍵控（正交移幅鍵控（MQAM）( )cossin0(2 89)mcmcsy tAtBttT 其中，M 為正交振幅Am和Bm的電平數(shù)。正交振幅Am和Bm可以分別表示為mmmmAd ABe B 其中，A為固定振幅，dm和em由輸入數(shù)據(jù)決定，(dm，em）決定了已調(diào)QAM信號(hào)在信號(hào)空間（星座圖：即信號(hào)矢量端點(diǎn)的分布圖）中的坐標(biāo)點(diǎn)。101（

34、1）矢量表示（星座圖）矢量表示（星座圖）102（1）矢量表示（星座圖）矢量表示（星座圖） 星座圖有方形外和星形,與方形星座圖相比，星形星座圖振幅和星形星座圖振幅和相位值數(shù)量減少相位值數(shù)量減少，有利接收端的自動(dòng)增益控制和載波相位跟蹤,從而改善接收性能。103（2）MQAM信號(hào)的調(diào)制與解調(diào)信號(hào)的調(diào)制與解調(diào)-(I)調(diào)制調(diào)制圖圖2-412-41（a）QAMQAM信號(hào)調(diào)制原理圖信號(hào)調(diào)制原理圖104（II）解調(diào)）解調(diào)圖圖2-412-41（b）QAMQAM信號(hào)相干解調(diào)原理圖信號(hào)相干解調(diào)原理圖105(3) 接收判決過程接收判決過程在解調(diào)判決過程中，分別對(duì)I，Q二路進(jìn)行多電平判決，得到一系列判決變量，然后對(duì)判決

35、變量進(jìn)行邏輯運(yùn)算，得到原始信。106比特差錯(cuò)率計(jì)算公式QPSK16QAM64QAM021NEerfcPbe05283NEerfcPbe071247NEerfcPbe(4) 比特差錯(cuò)率比特差錯(cuò)率107(5) 功率譜密度功率譜密度功率譜密度QPSK：16QAM:64QAM:200)()(sin)(sssmsTffTffEfS200)()(sin95)(sssmsTffTffEfS200)()(sin73)(sssmsTffTffEfS頻譜利用率 QPSK: 1b/s/Hz，16QAM: 2b/s/Hz 64QAM: 3b/s/Hz1082.5 擴(kuò)頻調(diào)制技術(shù)擴(kuò)頻調(diào)制技術(shù)有關(guān)擴(kuò)頻通信技術(shù)的觀點(diǎn)是在19

36、41年由好萊塢女演員Hedy Lamarr 和鋼琴家George Antheil提出的?；趯?duì)魚雷控制的安全無(wú)線通信的思路，他們申請(qǐng)了美國(guó)專利#2.292.387。該技術(shù)直到十九世紀(jì)八十年代才引起關(guān)注，將它用于敵對(duì)環(huán)境中的無(wú)線通信系統(tǒng)。2.5.1 概述概述109 擴(kuò)展頻譜通信的定義為：擴(kuò)頻通信技術(shù)是一種信息傳輸方式，用來(lái)傳輸信息的信號(hào)帶寬遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于信息本身的帶寬；頻帶的擴(kuò)展由獨(dú)立于信息的擴(kuò)頻碼來(lái)實(shí)現(xiàn)，并與所傳輸?shù)男畔?shù)據(jù)無(wú)關(guān)；在接收端則用相同的擴(kuò)頻碼進(jìn)行相關(guān)解調(diào)，實(shí)現(xiàn)解擴(kuò)和恢復(fù)所傳的信息數(shù)據(jù)。該項(xiàng)技術(shù)稱為擴(kuò)頻調(diào)制，而傳輸擴(kuò)頻信號(hào)的系統(tǒng)為擴(kuò)頻系統(tǒng)。 擴(kuò)頻通信技術(shù)的理論基礎(chǔ)是香農(nóng)定理 IS-95系統(tǒng)

37、是擴(kuò)頻系統(tǒng)商業(yè)化的光輝典范。 1101 理論基礎(chǔ)（理論基礎(chǔ)（1）香農(nóng)信息論中的香農(nóng)定理描述了信道容量、信道帶寬與信噪比之間的關(guān)系2log (1)SCWN 其中：C為信道容量；W為信道帶寬；S/N為信噪比。香農(nóng)公式表明了一個(gè)信道無(wú)誤差地傳輸信息的能力與信道中的信噪比以及用于傳輸信息的信道帶寬之間的關(guān)系。 信息速率C=I/T，因此信息量I可用W和T的組合來(lái)表示：2log (1)SIWTN1111 理論基礎(chǔ)（理論基礎(chǔ)（2）決定信息量I的三個(gè)參數(shù)W、T和S/N組成一個(gè)很形象的具有可塑性的三維立方體，它的體積就是信息量。 f)1(log2NS(.)log2WTt信息量所決定的三維信號(hào)體積最大的特點(diǎn)就是具

38、有可塑性。 即在總體積不變的條件下，三軸上的自變量間可以互換、 可以互相取長(zhǎng)補(bǔ)短。 1121 理論基礎(chǔ)（理論基礎(chǔ)（3）用頻帶換取信噪比，就是現(xiàn)代擴(kuò)頻通信的基本原理，其目的是為了提高通信系統(tǒng)的可靠性那么，是否可以一味地犧牲帶寬來(lái)?yè)Q取信噪比上性能的提高呢？香農(nóng)公式可以變形為1.44ln(1)SCWN（7-2） 對(duì)于干擾環(huán)境的典型情況，S/N1，那么公式可以簡(jiǎn)化為1.44SCWN（7-3）1131 理論基礎(chǔ)（理論基礎(chǔ)（4）噪聲功率N 可以表示為 為噪聲功率譜密度。一般而言，信號(hào)功率總是受限的，這里假定S不變，可得這就是由香農(nóng)公式得出的，用頻帶換取信噪比的極限容量。 0NN W（7-4）001.441

39、.44SSCWN WN（7-5）1142 擴(kuò)頻通信抑制干擾原理擴(kuò)頻通信抑制干擾原理 (1)定義 S：接收到的有用信號(hào)功率，單位為W。 I：接收到的干擾信號(hào)功率，單位為W。 W：擴(kuò)頻帶寬，單位為Hz。 R=1/Tb：數(shù)據(jù)率（即數(shù)據(jù)信號(hào)帶寬），單位為Hz。 Eb：接收到的有用信號(hào)每比特的能量，單位為WS。 N0：等效噪聲功率譜密度， 單位為W/Hz。 則信噪比為 的值稱為擴(kuò)頻處理增益。對(duì)于非擴(kuò)頻系統(tǒng)， ；對(duì)于擴(kuò)頻系統(tǒng)， ，干擾被壓縮了 倍。擴(kuò)頻系統(tǒng)抑制干擾的原理可以通過下圖來(lái)進(jìn)一步理解 W R0bES RS WNI WIR（7-5） 擴(kuò)頻通過提供一定的處理增益（即擴(kuò)頻帶寬與數(shù)據(jù)率之比）來(lái)擴(kuò)頻通過提

40、供一定的處理增益（即擴(kuò)頻帶寬與數(shù)據(jù)率之比）來(lái)抑制干擾，其基本原理可以解釋如下抑制干擾，其基本原理可以解釋如下 WRWRW R1152 擴(kuò)頻通信抑制干擾原理擴(kuò)頻通信抑制干擾原理 (2)0-B /2B /20f(a ) 發(fā) 射 端 基 帶 數(shù) 據(jù) 譜R F 譜接 收 譜0N0A1A0f0N0A0 B /2-B /2ffff解 調(diào) 后 的 譜(b ) 接 收 端 W干 擾W10SPA WAB1A1162.5.2 擴(kuò)頻方法擴(kuò)頻方法 直接序列擴(kuò)頻直接序列擴(kuò)頻（Direct Sequence Spread Spectrum）簡(jiǎn)稱直接擴(kuò)頻或直擴(kuò)（DS）； 跳變頻率擴(kuò)頻跳變頻率擴(kuò)頻（Frequency Hop

41、ping），簡(jiǎn)稱跳頻（FH）； 跳變時(shí)間擴(kuò)頻跳變時(shí)間擴(kuò)頻（Time Hopping），簡(jiǎn)稱跳時(shí)（TH）； 寬帶線性調(diào)頻寬帶線性調(diào)頻（Chirp Modulation），簡(jiǎn)稱Chirp。1 概述概述1171 概述（概述（2） 目前，最基本的展寬頻譜的方法有三種v直接序列擴(kuò)頻v跳變頻率擴(kuò)頻v跳變時(shí)間擴(kuò)頻 上述基本調(diào)制方法可以進(jìn)行組合，形成各種混合系統(tǒng)，如跳頻/直擴(kuò)系統(tǒng)，跳時(shí)/直擴(kuò)系統(tǒng)等。 目前，擴(kuò)展頻譜的帶寬常在1MHz100MHz的范圍，系統(tǒng)的抗干擾性能非常好。1181 概述（概述（3） 擴(kuò)頻系統(tǒng)有以下一些特點(diǎn)： 能實(shí)現(xiàn)碼分多址復(fù)用（CDMA）； 信號(hào)的功率譜密度低，因此信號(hào)具有隱蔽性且功率污染

42、小； 有利于數(shù)字加密、防止竊聽； 抗干擾性強(qiáng)，可在較低的信噪比條件下，保證系統(tǒng)傳輸質(zhì)量； 抗衰落能力強(qiáng)。 1192 直擴(kuò)系統(tǒng)（直擴(kuò)系統(tǒng)（1） 直接序列調(diào)制系統(tǒng)亦稱直接擴(kuò)頻系統(tǒng)，或稱偽噪音系統(tǒng)，記作DS系統(tǒng)。原理框圖如下：1202 直擴(kuò)系統(tǒng)（直擴(kuò)系統(tǒng)（2）-擴(kuò)頻系統(tǒng)的原理擴(kuò)頻系統(tǒng)的原理 基帶信號(hào)的信碼是欲傳輸?shù)男盘?hào)，它通過速率很高的編碼（通常用偽隨機(jī)序列）進(jìn)行調(diào)制將其頻譜展寬，這個(gè)過程稱作擴(kuò)頻。頻譜展寬后的序列被進(jìn)行射頻調(diào)制（通常多采用PSK調(diào)制），其輸出則是擴(kuò)展頻譜的射頻信號(hào)，經(jīng)天線發(fā)射出去。 在接收端，射頻信號(hào)經(jīng)混頻后變?yōu)橹蓄l信號(hào)，它與本地的和發(fā)端相同的編碼序列反擴(kuò)展，將寬帶信號(hào)恢復(fù)成窄帶信

43、號(hào)，這個(gè)過程稱為解擴(kuò)。解擴(kuò)后的中頻窄帶信號(hào)經(jīng)普通信息解調(diào)器進(jìn)行解調(diào)，恢復(fù)成原始的信碼121采用2PSK調(diào)制的直接擴(kuò)頻通信系統(tǒng)如圖所示。 a(t)和c(t)相乘的結(jié)果使攜帶信息的基帶信號(hào)的帶寬被擴(kuò)展到近似為c(t)的帶寬Bc。擴(kuò)展的倍數(shù)就等于PN序列一周期的碼片數(shù)： cbbcBTNBT2 直擴(kuò)系統(tǒng)（直擴(kuò)系統(tǒng)（3）-擴(kuò)頻解擴(kuò)的過程擴(kuò)頻解擴(kuò)的過程1222 直擴(kuò)系統(tǒng)（直擴(kuò)系統(tǒng)（3）-擴(kuò)頻解擴(kuò)的過程擴(kuò)頻解擴(kuò)的過程假定同步單徑BPSK信道中有K個(gè)用戶，并假定所有的載波相位為0，則接收的信號(hào)等效基帶表示為：1( )( )( )( )Kkkkks tP a t c tn t其中： 1,1ka 為第K個(gè)用戶信息

44、比特值kP發(fā)送功率( )kc t為第k個(gè)用戶歸一化擴(kuò)頻信號(hào)， 201( )1bTkbct dtT1232 直擴(kuò)系統(tǒng)（直擴(kuò)系統(tǒng)（4）-擴(kuò)頻解擴(kuò)的過程擴(kuò)頻解擴(kuò)的過程( )n t表示加性高斯白噪聲，其雙邊功率譜密度為 02N單位為W/Hz 對(duì)于某一特定比特，相關(guān)器（解擴(kuò)）的輸出為：0,011( )( )1( )( )bbTkkbKTkki kiikibi kkkkkys t c t dtTP bPbn t c t dtTP bMAIz1242 直擴(kuò)系統(tǒng)（直擴(kuò)系統(tǒng)（5）-擴(kuò)頻解擴(kuò)的過程擴(kuò)頻解擴(kuò)的過程其中,01( )( )bTi kikbc t c t dtT 為相關(guān)系數(shù)。 上式表明：與第k個(gè)用戶本身的

45、自相關(guān)給出了希望接收的數(shù)據(jù)項(xiàng)，與其它用戶的互相關(guān)產(chǎn)生出多址干擾項(xiàng)MAI， 與熱噪聲的相關(guān)產(chǎn)生了噪聲ZK項(xiàng)。 當(dāng)相關(guān)系數(shù)為零時(shí)，多址干擾為零。即本小區(qū)其它用戶對(duì)被檢測(cè)用戶不產(chǎn)生干擾。 1252 直擴(kuò)系統(tǒng)（直擴(kuò)系統(tǒng)（6） 由頻譜擴(kuò)展對(duì)抗干擾性帶來(lái)的好處，稱為擴(kuò)頻增益GP，可表示為WPSBGB 式中，BW為發(fā)射擴(kuò)頻信號(hào)的帶寬；BS為信碼的速率。其中BW與所采用的偽碼（偽隨機(jī)序列或偽噪聲序列的簡(jiǎn)稱）速率有關(guān)。為獲得高的擴(kuò)頻增益，通常希望增加射頻帶寬BW，即提高偽碼的速率。 1262 直擴(kuò)系統(tǒng)（直擴(kuò)系統(tǒng)（7） 在發(fā)端，有用信號(hào)經(jīng)擴(kuò)頻處理后，頻譜被展寬如圖（a）所示；在收端，利用偽碼的相關(guān)性作解擴(kuò)處理后，

46、有用信號(hào)頻譜被恢復(fù)成窄帶譜，如圖（b）所示。 1272 直擴(kuò)系統(tǒng)（直擴(kuò)系統(tǒng)（8） 寬帶無(wú)用信號(hào)與本地偽碼不相關(guān)，因此不能解擴(kuò)，仍為寬帶譜；窄帶無(wú)用信號(hào)則被本地偽碼擴(kuò)展為寬帶譜?？梢杂靡粋€(gè)窄帶濾波器排除帶外的干擾電平，這樣，窄帶內(nèi)的信噪比就大大提高了。提高了擴(kuò)頻系統(tǒng)的抗干擾能力。 直擴(kuò)系統(tǒng)的優(yōu)點(diǎn)在于它可以在很低的甚至負(fù)信噪比環(huán)境中使系統(tǒng)正常工作。 移動(dòng)通信采用直擴(kuò)系統(tǒng)時(shí)，需要解決遠(yuǎn)-近效應(yīng)帶來(lái)的影響，辦法之一是采用功率控制。也可以采用多用戶檢測(cè)技術(shù)1282 2 直擴(kuò)系統(tǒng)（直擴(kuò)系統(tǒng)（9 9）-基于基于IS-95標(biāo)準(zhǔn)的碼分標(biāo)準(zhǔn)的碼分多址通信系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖多址通信系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖 數(shù) 據(jù) 編 碼 和

47、 交 織PN 源 載 波PN 源 數(shù) 字 濾 波 器 反 交 織 和 譯 碼數(shù) 據(jù) 載 波 外 部 干 擾f0f0 背 景 噪 聲 其 他 小 區(qū) 干 擾f0 其 他 用 戶干 擾f00 數(shù) 據(jù)f0 寬 帶 頻 譜f00-100dB/Hz 偽 信 號(hào)1.25MHz BW1.25MHz BW10kHz BW10kHz BW1.25MHz BW1.25MHz BW9.6Kbps19.2Kbps1228Kbps1228Kbps19.2Kbps9.6Kbps1228Kbps1228Kbps 圖1.1 CDMA 原 理 圖1293 跳頻系統(tǒng)（跳頻系統(tǒng)（1） 跳頻系統(tǒng)的原理方框圖：信碼If調(diào)制器偽碼頻率合

48、成器混頻器本地偽碼頻率合成器解調(diào)器混頻器信碼 跳頻：用擴(kuò)頻碼序列進(jìn)行選擇的多頻率頻移鍵控，使載波頻率在很寬的范圍內(nèi)不斷地跳變。1303 跳頻系統(tǒng)跳頻系統(tǒng)（2） 偽碼隨機(jī)置定頻率合成器時(shí)，發(fā)射機(jī)的振蕩頻率在很寬的頻率范圍內(nèi)不斷地改變，從而使射頻載波亦在一個(gè)很寬的范圍內(nèi)變化，于是形成了一個(gè)寬帶離散譜，如圖7-6所示。1313 跳頻系統(tǒng)跳頻系統(tǒng)（3） 接收端必須以同樣的偽碼置定本地頻率合成器，使其與發(fā)端的頻率作相同的改變，即收發(fā)跳頻必須同步，這樣，才能保證通信的建立。解決同步及定時(shí)是實(shí)際跳頻系統(tǒng)的一個(gè)關(guān)鍵問題。 跳頻系統(tǒng)處理增益的定義與直擴(kuò)系統(tǒng)的擴(kuò)頻增益是相同的，即 更直觀地表述為WPSBGBPGN

49、（可供選用的頻率數(shù)目） 1323 跳頻系統(tǒng)跳頻系統(tǒng)（4） 跳頻系統(tǒng)的抗干擾原理與直擴(kuò)系統(tǒng)的不同：直擴(kuò)是靠頻譜的擴(kuò)展和解擴(kuò)處理來(lái)提高信噪比的，跳頻是靠躲避干擾來(lái)達(dá)到提高信噪比的目的。 跳頻系統(tǒng)能大大減少“遠(yuǎn)-近”效應(yīng)帶來(lái)的干擾。 對(duì)跳頻系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，根據(jù)跳變速率可以分為慢跳變與快跳變。 慢跳變比較容易實(shí)現(xiàn)，但抗干擾性能也較差，跳變的速率遠(yuǎn)比信號(hào)速率低，可能為數(shù)至數(shù)十秒才跳變一次。 快跳的速率接近信號(hào)的最低頻率，可達(dá)每秒幾十跳、上百跳或上千跳（毫秒級(jí)）?？焯目垢蓴_和隱蔽性能較好，但實(shí)現(xiàn)能快速跳變而又有高穩(wěn)定度的頻率合成器比較困難。133偽噪聲序列（PN序列）-具有類似隨機(jī)噪聲的一些統(tǒng)計(jì)特性，但和真正

50、的隨機(jī)信號(hào)不同，它可以重復(fù)產(chǎn)生和處理，故稱作偽隨機(jī)噪聲序列。PN序列有多種，最常用的一種是最長(zhǎng)線性反饋移位寄存器序列，也稱作m序列。由m級(jí)寄存器構(gòu)成的線性移位寄存器如下圖： 2.5.3 偽隨機(jī)系列偽隨機(jī)系列1341 m序列（序列（1）-概念概念 m序列是一種周期性偽隨機(jī)序列，是由帶線性反饋的移位寄存器產(chǎn)生的周期最長(zhǎng)的一種序列。周期是N=2m-1，m是移位寄存器的級(jí)數(shù)。 m序列是一偽隨機(jī)序列，具有與隨機(jī)噪聲類似的尖銳自相關(guān)特性。但它不是真正隨機(jī)的，而是按一定的規(guī)律形式周期性地變化。 在定時(shí)嚴(yán)格的系統(tǒng)中，我們可以采用m序列作為地址碼，利用它的不同相位來(lái)區(qū)分不同用戶，目前的CDMA蜂窩系統(tǒng)中就是采用

51、這種方法。1351 m序列（序列（2 2）-功率譜功率譜m序列的信號(hào)是一個(gè)周期信號(hào)，所以其功率譜是一個(gè)離散譜 222011( )=( )sincncnNnnP fffNNTNN下圖 (a)給出了N=7的m(t)的功率譜特性。下圖 (b)給出了一些功率譜包絡(luò)隨N變化的情況?？梢钥闯鲈谛蛄斜忍刂芷赥保持不變的情況下，隨著N的增加，m(t)的碼片周期Tc=T/N變短，脈沖變窄，頻譜變寬，譜線變短。1361 m序列（序列（2 2）-功率譜功率譜137 平衡特性 在m序列的一個(gè)完整周期N=2m-1內(nèi)，0的個(gè)數(shù)和1的個(gè)數(shù)總是相差為1。 游程特性 m序列游程總數(shù)為(N+1)/2。長(zhǎng)度為n的游程數(shù)等于游程總數(shù)

52、的1/2m。（序列中連續(xù)出現(xiàn)的相同碼稱為一個(gè)游程，連續(xù)出現(xiàn)的碼的個(gè)數(shù)，即相連的碼的個(gè)數(shù)稱為游程的長(zhǎng)度） 相關(guān)特性 m序列的自相關(guān)函數(shù)是周期的二值函數(shù)?？梢宰C明，對(duì)長(zhǎng)度為N的m序列都有結(jié)果 1 m序列（序列（3）-性質(zhì)性質(zhì)138,10,1,2, .( )1a anl NlRnnN 其余n和Ra,a(n)都是取離散值, 下圖是N=7的自相關(guān)函數(shù)曲線 1 m序列（序列（3）-性質(zhì)性質(zhì)139l m序列的互相關(guān)性 對(duì)于兩個(gè)周期N=2n-1的m序列an和bn+（an，bn 取值是1和-1），兩個(gè)m序列的互相關(guān)函數(shù)可由下式計(jì)算：11( )NcnnnRa bN對(duì)于周期為N的m序列組，其最好的m序列對(duì)的互相關(guān)函

53、數(shù)值只取三個(gè)，這三個(gè)值是：這三個(gè)值被稱為理想三值，能夠滿足這一特性的m序列對(duì)稱為m序列優(yōu)選對(duì)，它們可以用于實(shí)際工程。( )21( )( )ct nNRNt nN(2) 2( )12nt n 其中：1 m序列（序列（3）-性質(zhì)性質(zhì)140l 在CDMA 數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)中，可為每個(gè)基站分配一個(gè)PN序列，以不同的PN序列來(lái)區(qū)分基站地址；也可只用一PN序列，而用PN序列的相位來(lái)區(qū)分基站地址，即每個(gè)基站分配一個(gè)PN序列的初始相位。l Qualcomm-CDMA數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)就是采用給每個(gè)基站分配一個(gè)PN序列的初始相位的方法。其中短碼的周期為215=32768chips的PN序列，每64 chi

54、ps 為一初始相位，共有512種初始相位，分配給512個(gè)基站。采用的PN序列周期為 242-1的長(zhǎng)碼來(lái)區(qū)分用戶。 1 m序列（序列（3）-性質(zhì)性質(zhì)1412 Gold碼（碼（1）-概念概念 m序列構(gòu)成優(yōu)選對(duì)的數(shù)目很少，不便于在碼分多址系統(tǒng)中應(yīng)用。 R.Gold于1967年提出了一種基于m序列優(yōu)選對(duì)的碼序列，稱為Gold序列。 由優(yōu)選對(duì)的兩個(gè)m序列逐位模2加得到，當(dāng)改變其中一個(gè)m序列的相位（向后移位）時(shí)，可得到一新的Gold序列。 Gold系列具有與m序列優(yōu)選對(duì)類似的自相關(guān)和互相關(guān)特性。 142 Gold序列的生成 圖中m序列發(fā)生器1和2產(chǎn)生的m序列是一m序列優(yōu)選對(duì)，m序列發(fā)生器1的初始狀態(tài)固定不

55、變，調(diào)整m序列發(fā)生器2的初始狀態(tài)，在同一時(shí)鐘脈沖控制下，產(chǎn)生兩個(gè)m序列經(jīng)過模2加后可得到Gold序列，通過設(shè)置m序列發(fā)生器2的不同初始狀態(tài)，可以得到不同的Gold序列。2 Gold碼（碼（2）-生成生成143 Gold序列的特性 相關(guān)特性v 具有與m序列優(yōu)選對(duì)相類同的自相關(guān)和互相關(guān)特性。v 當(dāng)=0時(shí)自相關(guān)函數(shù)與m序列相同；當(dāng)1N-1 時(shí)自相關(guān)函數(shù)取三個(gè)理想的值，即最大旁瓣是 。Gold序列的數(shù)量v 周期N=2n-1的m序列優(yōu)選對(duì)生成的Gold序列，總共有2n+1個(gè)。v 隨著n的增加，Gold序列數(shù)以2的n次冪增長(zhǎng) 。( )/t nN2 Gold碼（碼（3）-性質(zhì)性質(zhì)144 Gold序列的特性

56、平衡的Gold序列v平衡的Gold序列是指在一個(gè)周期內(nèi)1碼元數(shù)比0碼元數(shù)僅多一個(gè)。 v對(duì)于周期N=2n-1的m序列優(yōu)選對(duì)生成的Gold序列，當(dāng)n是奇數(shù)時(shí)，有2n-1+1個(gè)Gold序列是平衡的，約占50%；當(dāng)n是偶數(shù)（不是4的倍數(shù)）時(shí)，有2n-1+ 2n-2+ 1個(gè)Gold序列是平衡的，約占75%。v只有平衡Gold序列才可以用到碼分多址通信系統(tǒng)中去。在WCDMA系統(tǒng)中，下行鏈路采用Gold碼區(qū)分小區(qū)和用戶，上行鏈路采用Gold碼區(qū)分用戶。 2 Gold碼（碼（3）-性質(zhì)性質(zhì)1453 Walsh碼（碼（1） Walsh碼（又稱為Walsh函數(shù)）有著良好的互相關(guān)和較好的自相關(guān)特性 Walsh函數(shù)波

57、形 若對(duì)圖中的Walsh函數(shù)波形在8個(gè)等間隔上取樣，可得到離散Walsh函數(shù)，可用88的Walsh函數(shù)矩陣表示。1463 Walsh碼（碼（2） Walsh函數(shù)對(duì)應(yīng)的矩陣可寫作00000000000011110011110000110011011001100110100101011010010101011473 Walsh碼（碼（3） Walsh函數(shù)矩陣的遞推關(guān)系 00H 20001H 2242 2220000010100110110HHHHHH1483 Walsh碼（碼（4）4484 444000000000101010100110011011001100000111101011010001

58、1110001101001HHHHHHWalsh函數(shù)矩陣的遞推關(guān)系1493 Walsh碼（碼（5） 其中N取2的冪， 是的 補(bǔ)。 利用Walsh函數(shù)矩陣的遞推關(guān)系，可得到6464陣列的Walsh序列 Qualcomm-CDMA數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)中被作為前向碼分信道 ，可支持64個(gè)信道 并采用64位的正交Walsh函數(shù)來(lái)用作反向信道的編碼調(diào)制。 2NNNNNHHHHHNHNH1502.6 正交頻分復(fù)用正交頻分復(fù)用OFDM 2.6.1 序 2.6.2 正交頻分復(fù)用的原理 2.6.3 正交頻分復(fù)用的DFT實(shí)現(xiàn) 2.6.4 OFDM的應(yīng)用1512.6.1 序系統(tǒng)把整個(gè)可用信道頻帶B劃分為N個(gè)帶寬為f

59、的子信道。把N個(gè)串行碼元變換為N個(gè)并行的碼元，分別調(diào)制這N個(gè)子信道載波進(jìn)行同步傳輸，這就是頻分復(fù)用。若子信道的碼元速率1/Ts f ,可以避免嚴(yán)重的碼間干擾。另外若頻譜允許重疊，可以提高頻帶效率，如右圖所示。擴(kuò)展了碼元的長(zhǎng)度T，遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于信道的時(shí)延，減小時(shí)延擴(kuò)展對(duì)信號(hào)傳輸?shù)挠绊憽?522.6.2 正交頻分復(fù)用的原理如果子載波的間隔等于并行碼元長(zhǎng)度的倒數(shù)1/Ts和使用相干檢測(cè)，采用子載波的頻譜重疊可以使并行系統(tǒng)獲得更高的帶寬效率。這就是正交頻分復(fù)用。153設(shè)串行的碼元周期為ts，速率為rs=1/ts。經(jīng)過串并變換后N個(gè)串行碼元被轉(zhuǎn)換為長(zhǎng)度為Ts=Nts、速率為Rs=1/Ts=1/Nts =rs/N

60、的并行碼。N個(gè)碼元分別調(diào)制N個(gè)子載波fn :0(0,1,2,.,1)nffn fnN 式中f1/1/ssfTNt 為子載波的間隔，設(shè)計(jì)等于 它是OFDM系統(tǒng)的重要設(shè)計(jì)參數(shù)之一。這樣當(dāng)f01/Ts時(shí)，各子載波是兩兩正交的，即 01sin(2)sin(2)0sTkkjjsf tf tdtT154把N個(gè)并行支路的已調(diào)子載波信號(hào)相加，便得到OFDM實(shí)際發(fā)射的信號(hào)：10( )( )cos(2)NnnD td nf t 在接收端，接收的信號(hào)同時(shí)進(jìn)入N個(gè)并聯(lián)支路，分別與N個(gè)子載波相乘和積分（相干解調(diào)）便可以恢復(fù)各并行支路的數(shù)據(jù)：1000( )( ) 2cos2( )coscos( )ssTTNknknd k

61、D ttdtd ndtd k155為了提高頻譜的利用率，通常采用多進(jìn)制的調(diào)制方式。一般地并行支路的輸入的數(shù)據(jù)可以表示為d(n)=a(n)+jb(n)，其中a(n)、b(n)表示輸入的同相分量和正交分量的實(shí)序列，它們?cè)诿總€(gè)支路上調(diào)制一對(duì)正交載波，輸出的OFDM信號(hào)便為 011200( )( )cos(2)( )sin(2)Re( )NNjf tnnnnD ta nf tb nf tA t e式中A(t)為信號(hào)的復(fù)包絡(luò)： 10( )( )NjntnA td n e 156每個(gè)子信道的頻譜在其它子載波頻率上為零，這樣子信道之間就不會(huì)發(fā)生干擾。當(dāng)子信道的脈沖為矩形脈沖時(shí)，具有sinc函數(shù)形式的頻譜可以

62、準(zhǔn)確滿足這一要求，如N=4、N=32的OFDM功率譜如圖3.42所示。 157OFDM信號(hào)的帶寬一般可以表示為 102(1)2NBffNf 式中為子載波信道帶寬的一半。采用M進(jìn)制調(diào)制，N個(gè)并行支路傳輸?shù)谋忍厮俾蕿?，因此帶寬效率為2log(1)2bsRNRMBNf 若子載波信道嚴(yán)格限帶且 /21/2sfT ，帶寬效率等于 2logbRMB2logbsRNRM158在實(shí)際的應(yīng)用中，子信道的帶寬比這最小帶寬稍大一些，即 (1)/2sT，這樣2log1/MN為了提高頻帶利用率可以增加子載波的數(shù)目N和減小 。1592.6.3 正交頻分復(fù)用的DFT實(shí)現(xiàn)用DFT技術(shù)的OFDM系統(tǒng)如圖。 160112/00

63、( )()()() IDFTssssmTNNjnjnm NNnnnnnmTmTmTA mAxjyNNNd ed ed 可見所得到的A(m)是dn的IDFT, 或者說(shuō)直接對(duì)dn求離散傅氏反變換就得到A(t)的抽樣A(m)。而A(m)經(jīng)過低通濾波（D/A變換）后所得到的模擬信號(hào)對(duì)載波進(jìn)行調(diào)制便得到所需的OFDM信號(hào)。在接收端則進(jìn)行相反的過程，把解調(diào)得到的基帶信號(hào)經(jīng)過A/D變換后得到，在經(jīng)過并串變換輸出。 復(fù)包絡(luò)可以表為 10( )( )( )( )NjntnA tx tjy td n e 若對(duì)A(t)以Ts /N速率抽樣得到 1612.6.4 OFDM的應(yīng)用采用OFDM有很多優(yōu)點(diǎn)，例如： OFDM

64、有比較高的帶寬效率 系統(tǒng)因時(shí)延所產(chǎn)生的碼間干擾不那么嚴(yán)重當(dāng)信道在某個(gè)頻率出現(xiàn)較大幅度衰減或較強(qiáng)的窄帶干擾時(shí)，只是影響個(gè)別的子信道由于可以采用DFT實(shí)現(xiàn)OFDM信號(hào)，極大簡(jiǎn)化了系統(tǒng)的硬件結(jié)構(gòu) 162此外，在實(shí)際的應(yīng)用中，OFDM系統(tǒng)可以自動(dòng)測(cè)試子載波的傳輸質(zhì)量，據(jù)此及時(shí)調(diào)整子信道的發(fā)射功率和發(fā)射比特?cái)?shù)，使每個(gè)子信道的傳輸速率達(dá)到最佳的狀態(tài)。OFDM在有線信道或無(wú)線信道的高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)玫綇V泛的應(yīng)用，例如在數(shù)字用戶環(huán)路上的ADSL,無(wú)線局域網(wǎng)的IEEE802.11a和HIPERLAN-2, 數(shù)字廣播，高清晰度電視等。OFDM存在發(fā)射信號(hào)的峰值功率和平均功率的比值（PAR）過大的問題和由于多譜勒頻譜擴(kuò)展破壞子載波正交的問題。